功率电子设备的技术进步与功率器件的性能提高、新器件的不断出现有着密切的关系。

50年来，随着功率半导体器件的进步，UPS设备经历了由多输出工频变压器到单个输出工频变压器的演变过程，而性能更好的大功率IGBT器件和更先进的控制技术的出现，为UPS设备从根本去掉输出隔离变压器创造了物质条件，使其在高频化、小型化、节能化和绿色环保化方面取得了长足的进展，这就是人们所说的“高频机”。

这种机型集中体现了UPS电路技术的进步，代表着UPS技术的发展方向。与传统的带输出变压器的UPS相比，它在进一步缩小体积、减轻重量、改善性能、提高效率、降低成本等方面，都取得了明显的改善和进步。

一、UPS电路的演变史反映了UPS电路技术的发展历程

最初的UPS输出逆变器都是带有输出变压器的。应该说，采用输出变压器是UPS逆变器输出电路形式所决定的，而变压

器的存在却是弊大于利。逆变器电路技术演变过程的一个显著的表现形式是：是否必须用变压器，如何配置变压器，是否可能去掉变压器。

图1是20世纪70年代生产的第一代三相UPS的典型电路结构形式。

图1所示的UPS包括一个由降压式自耦变压器绕组供电的二极管全波整流器和一个与整流器相并联的、由自耦变压器的辅助二次侧绕组供电的可控硅电池充电器。当电网停电时静态开关可将电池组连接到直流母线上供电。

逆变器由4个三相逆变器以全波方式运行(按照基波频率进行换向)，每一个三相逆变器都与变压器的一次侧绕组相连接(三角形连接)，再把这些二次侧绕组开放式变压器(OpenPhaseTransformers)的二次侧以一定方式进行连接，以获得合成的输出电压。

这4个变压器被分为两组，每一组都包含一个星形和一个Z形(曲折星形)的二次侧绕组，这两个二次侧绕组之间具有30°相位差。这一特殊的连接可消除n = 6k±1(k为奇数)次的电压谐波，这等效于12脉冲整流器中的两个移相式绕组在变压器一次侧中可抵消5、7次谐波。

对于在变压器一次侧绕组中每相可能出现的3次和3n次电流谐波，由一次侧绕组的三角形接线方式来抵消。因此，输出端首先需要滤除的谐波为第11次谐波。输出电压的调整是通过移动两组变压器之间的相位(0 < φ <180°)来完成的。由于首先需要滤除的是第11次谐波，所以输出滤波器的尺寸较小，这使得逆变器对负载变化的动态响应特性加快。

以可控硅(晶闸管)为基本功率器件的电路存在着换相安全和功率损耗的问题，为减少电路的能量损失和改善控制功能，下一代系统开始使用一种新的脉冲电路，每个晶闸管都有其相应的灭弧电路。

整个设备仅需两个变压器，如图2所示。为消除n=6k±1(k为奇数)次的谐波，只需要一组相位相差30°的逆变器，而这30°的相移是预先设置好的，并在每台变压器一次侧以“脉冲宽度调节”的方式(PWM)来实现对电压的调整。为达到预期的输出电压，可以将上述换向电路应用于每周期6次固定换向的基本脉宽调制电路(PWM)。

变压器的数量从4个减少到2个，但为了能进一步减少变压器的数量，就不得不提高逆变电路的性能，以便通过优化PWM就能达到目的，而无需再使用两组变压器的耦合方式。以前使用两组移相30°的变压器是为了减小低次谐波(5、7次)，因为他们的幅值较大，要滤除他们比较困难。

只用一个变压器的UPS如图3所示。电路中，变压器的二次侧绕组为曲折星形连接，每个逆变器以基波的7倍频率来斩波直流电压。这种斩波方式称为固定频率斩波，在设计时以尽可能减小输出电压的失真度以及减小滤波器的尺寸为目标。输出电压的调整是通过移动两组逆变器桥之间的相位进行的。

自20世纪80年代起，UPS逆变器开始只含有一个变压器。同时，随着功率半导体器件的革新，双极型功率晶体管以及电子控制级的IGBT等功率半导体器件的出现，逆变电路中的可控硅器件被取代(见图4和图5)，但UPS带输出变压器的这种情况仍在继续且一直持续到二十一世纪伊始，其间虽然在1995年出现了无变压器的逆变器结构，然而此类产品仅适用于功率小于等于30kVA的UPS。

造成这一情形的主要原因是功率半导体器件换向时的损耗较大，而较高的耐压要求又使得人们很难在不用变压器的条件下成功地制作出大容量的逆变器。

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图4的逆变器采用IGBT器件，变压器二次侧绕组采用星形连接。每个一次侧绕组都连接到两个逆变器支路的中点，组成实际上是三个单相全控制的逆变器桥。

因此，在二次侧绕组上得到的电压是独立进行调节的，这可有效地确保输出电压的良好平衡，而不管三相负载电流是否处于平衡状态。使用桥式组件的连接方式可使每个支路的变换频率相对于标称变换频率减小1/2，这样每个支路都只在正弦波的1/2个周期内工作。

图5只有一个逆变器(三相全桥)，此变压器的耦合方式采用一次侧三角形/二次侧曲折星形连接。这种连接方式可实现两个额外的功能。

首先，它可以实时(即刻、瞬间)地调节每相的输出电压，而各相输出电压都与逆变器的逆变支路相对应。此外，变压器二次侧的Z形连接所吸收的负载3n次谐波电流传送到变压器的一次侧绕组，使这些谐波电流只在一次侧绕组内流动，这样，可降低IGBT的换向电流，从而减少了换向损耗。

以上所述就是逆变器中的变压器是如何逐步发展演变的过程。

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二、UPS输出隔离变压器的功能

了解传统UPS输出隔离变压器的功能是非常重要的，因为只有当用电路措施能够完全实现它的功能时，才有可能在新一代设备中替代并取消它。实际上对这个问题是存在一些误解的，诸如：逆变器输出隔离变压器“有隔离的作用”、能够“抗干扰”、能够“缓冲负载的突变”，还能“提高UPS的可靠性”等等，甚至于认为无变压器的UPS就不能可靠的工作，好像这个变压器是为了这些目的而专门设计的。

持有这种看法的人要么是对UPS逆变器工作原理不太了解，要么是对隔离变压器的功能和在逆变器电路中的作用不甚了解。应该说这个变压器是工频机全桥逆变器不可分离的构成部分，而且它的作用也很简单：升压和产生三相四线输出的零线。

1、输出变压器的功能之一是为单相负载提供所需要的零线

传统双转换UPS输出变压器的一个重要功能是在UPS输出端产生为单相负载供电时所需要的中性线(通常称之为零线)。

带输出变压器的UPS的DC/AC逆变器通常是由全桥电路组成，如图6和图7所示。输出端必须加变压器，否则就完不成输出单相或三相四线交流电压的功能。所以此变压器应视为产生输出零线的变压器。

图6为单相UPS输出DC/AC逆变器主电路图，它是一个全桥逆变电路，每个桥臂有两个串联的IGBT(VT1——VT4)，输出交变电压UAB由两个桥臂的中点A和B引出。

当VT1和VT4同时通导(VT2和VT3截止)时，由直流电压E形成的电流回路是电压E的正端—VT1—负载A端—负载B端—VT4—电压E的负端;而VT2和VT3同时导通(VT1、VT4截止)时，由直流电压E形成的电流回路是电压E正端—VT2—负载B端—负载A端—VT3—电压E的负端。

如果VT1和VT4与VT2和VT3交替导通的周期是50Hz，则加在负载上的电压UAB是幅值为直流电压E的50Hz方波或者准方波，如果VT1和VT4以及VT2和VT3都以高频正弦波脉宽调制(SPWM)规律导通和截止，则负载端电压UAB是幅值可调整的正弦波。

值得注意的是，通常单相负载的输入电压要求有一根零线，而且这根零线在系统中(供电系统输入变压器的输出端)是要接大地的，显然，如果把图6单相电路中的A或者B任一点做输出零线接地，都会使输入电压通过导通的半导体功率器件对零线短路而立即烧毁逆变器。

图7为三相UPS输出的全桥DC/AC逆变器电路框图。为了满足负载必须有零线的要求，于是就增加一个输出隔离变压器，变压器的初级做三角型连接，由三相全桥的三个桥臂中点做三相线电压输入，变压器次级星型连接，产生新的零线按三相四线制向负载供电。

这里不仅需要输出隔离变压器产生零线，为了UPS转旁路时也能正常供电，输出变压器产生的零线还必须与系统输入的零线连接在一起。

2、输出变压器的功能之二是对输出电压的匹配作用

传统大中型UPS主回路结构采用可控硅整流将输入的交流电整流为直流电，电池直接挂在直流母线上，当输入市电正常时，靠整流可控硅的调节对电池充电，同时为IGBT结构的桥式逆变器供电。

从系统结构可以看出，从整流到逆变的过程中，每个环节都是降压环节：可控硅整流是为了提供恒定的直流电压而采取的一种整流方式，由于可控硅整流要“斩掉”一部分输入电压，所以其输出电压恒定的代价是输出电压恒定在低于全波整流输出电压的某个数值上。

而逆变环节同样是一个降压环节，从可控整流输入来的直流电在通过逆变器逆变出正弦交流电的过程中通常采用的是脉宽调制(PWM)方法，其结果同样是输出电压等级的再次降低。正是由于上述的原因，在此种结构的UPS逆变器中，输出变压器起着电压匹配和提升的作用，将逆变器输出的电压升至到合理的输出范围。

在实际应用中，输出变压器通常采用图8的接法，变压器初级是三角型，对于没有升降压作用的隔离变压器，三个初级线圈的电压都是380V，次级是星型，三个次级线圈的电压都是220V，那么初次级线圈的匝比应该是：N1:N2=1:0.577。

当要求输出相电压为稳定的220V时，变压器原边的峰值电压(即直流电压E)应该是：

220V×1.414×1.732=538.8V

考虑到逆变器PWM工作方式，为逆变器供电的直流电压要高于变压器原边的峰值电压，最小极限值通常取变压器原边峰值电压1.2倍左右，即：

538.8V×1.2=646.56V

但是，当考虑输入电压下限变化10%时，输入三相线电压全波整流的最高直流电压的理论值是：

380V×1.414×0.9=483V

实际上考虑到AC/DC转换过程的降压因素，大中型UPS的电池(直接跨接在直流母线上)通常配置32-34节，额定电压为384V-408V，浮充电压(即AC/DC变换后的直流母线电压)为432V-459V，电池放电下线电压为340V-362V。

UPS直流母线电压的下限值(340V-362V)与输出电压要求的变压器原边的峰值电压(646.56V)之间的差别就应该由输出变压器采用升压方法来解决，所以，输出变压器的升压比应该是：646.56V/(340V-362V)，即1.9~1.78。

也就是说，输出变压器的实际匝比应该是：1:1.9或1:1.78。

以上数据是按一般情况推算的，实际情况与不同的电路结构形式有直接的关系，输出变压器的参数和接法也不尽相同，但不管电路差别有多大，输出变压器总是通过原付边匝比的变化起着匹配逆变器输入电压与UPS输出电压的作用。

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3、输出变压器是隔离变压器，但在系统中没有隔离功能

在UPS供电系统中，UPS设备的一个至关重要的功能是当输出过载或者UPS逆变器故障时，自动转静态旁路供电，另外，在系统中还设置了维护旁路，当UPS需要维护时可手动转维护旁路向负载供电。执行这两个操作时，都是由旁路输入三相四线电压直接向负载供电，所以系统的零线与负载端的零线必须短接在一起。

这就决定了带输出变压器的UPS的变压器次级新产生的零线必须连接到输入电源系统的零线上，如图9所示。也就是说，UPS机内的变压器没有电源系统隔离的功能，如果系统存在零-地电压差较大的问题，UPS机内的逆变器输出变压器对此电压差是无能为力的。

在实际应用中，当零-地电压差过大而需要降低时，就必须额外配置专门的隔离变压器，如图10和图11所示。

隔离变压器的配置方法有两种：

第一种方法：在旁路输入端配置与UPS同功率的隔离变压器，这样UPS内置的输出变压器的输出零线和旁路隔离变压器输出零线都可以接在系统地线上(重新组成接地系统)，这就实现了UPS输出与供电系统的真正隔离，并使这点的零-地电压差等于零。

用这种接法的优点是，在UPS正常工作模式下，旁路隔离变压器空载运行，不影响UPS的输出性能和系统效率。

缺点是，当UPS转旁路时，变压器突然带载工作，其输出电压瞬间会低于转换前UPS检测到的电压(变压器空载电压)，如果转换前UPS检测到的电压已经处于UPS同步运行(限定的可以转旁路运行)的下限，那么转换后因变压器的压降(电压调整率)而使输出电压低于负载供电电压的下限，负载可能会因此而间断或宕机。

第二种方法：把变压器配置在UPS的输出端，此方法可使UPS供电系统与负载做到理想的、完全的电气隔离，特别是当UPS供电系统在物理位置上与负载距离较长时，可把变压器放在接近负载端，例如一些大型数据中心，在负载列头柜输入端加装隔离变压器。此方法的缺点是变压器的阻抗会影响到UPS对负载供电的稳定精度、供电能力和动态特性。

4、关于隔离变压器的抗干扰功能

由于变压器的阻抗有一定的感性成分，因而说这个变压器具有一定的抗干扰作用是可以理解的。但是逆变器输出变压器却不是为抗干扰而设置的，它的抗干扰能力也是有限的。

常常会有人简单地认为：当系统中设置有隔离变压器时，其抗干扰功能就一定会很强。这种认识并不完全正确。在供电系统中，产生干扰的原因和干扰现象是多种多样的，其中包括诸如高压脉冲、尖峰毛刺、电涌、暂态过电压、射频干扰(EFI)和电磁干扰(EMI)等等。

但是，就其干扰形式和传输途径而言，大体可分为两类：一是共模干扰，二是差模干扰。共模干扰存在于电源任一相线和零线与大地之间，共模干扰有时也称纵模干扰、不对称干扰或接地干扰，是由于辐射或串扰耦合到电路中的，是载流体与大地之间的干扰。而差模干扰存在于电源相线与零线之间及相线与相线之间，差模干扰有时也称常模干扰、横模干扰或对称干扰，是载流导体之间的干扰。

目前，人们通常采用的抑制干扰的措施主要有给被保护的设备并联瞬变干扰抑制器和在电子设备的输入端安装电源滤波器两种方式。采用变压器提高抗干扰能力是有一定作用的，但这里讲的变压器应是特殊的“超级隔离变压器”，而非普通的线性变压器。

并不是隔离变压器就能抗干扰，普通变压器的抗干扰能力是有限的。对于输入电压中存在的低频干扰和电压畸变，变压器不可能也不允许“抗干扰”。否则通过变压器传输的电压波形就会失真。对由地线环路带来的设备间的相互高频干扰有一定的抑制作用，但因绕组间存在的分布电容，使它对共模干扰的抑制效果随干扰频率的升高而下降。

变压器是靠磁耦合实现原边和副边的电压变换的，因而它不具备抗差模干扰的功能。在1kHz~100MHz的干扰频率范围内，普通隔离变压器对共模和差模干扰的衰减能力都微乎其微。对普通隔离变压器的共模抑制能力的分析表明，要提高对共模干扰的抑制能力，关键是减小变压器绕组的匝间耦合电容，为此在变压器初、次级间加设屏蔽层，如图12所示。

图12中，C1为初级绕阻与屏蔽层之间的分布电容，C2为次级绕阻与屏蔽层之间的分布电容，Z1为屏蔽层接地阻抗，Z2为负载的对地阻抗，E1为初级干扰(共模型)电压，E2为E1通过偶合传导到次级的干扰(共模型)电压。如果C1和C2的阻抗远大于屏蔽层接地阻抗，则偶合传导到次级的干扰电压E2就会远小于E1。

要使隔离变压器同时具有较好抗差模干扰与共模干扰的功能，必须把它制作成超级隔离屏蔽变压器。超级屏蔽隔离变压器是性能较完善的多重屏蔽的隔离变压器，对差模和共模都有较强的抑制功能，如图13所示。

超级屏蔽隔离变压器有3屏蔽层，靠近初级绕阻的屏蔽层连接在初级中性线上，可以滤掉初级出现的高频差模干扰。而对50Hz的工频电压则不产生任何影响，靠近次级绕阻的屏蔽层连接在次级中性线上，可以滤掉次级出现的高频差模干扰。中间屏蔽层则与变压器外壳连在一起，再接大地，主要用来滤掉共模干扰。

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三、无输出变压器UPS的电路形式

无输出变压器UPS视设计功率的大小，所用的具体电路形式也不尽相同，这里仅就大功率无输出变压器UPS的主电路结构形式(见图14)来讨论它是如何完成三相四线输出和系统升压功能的，因为要求三相四线输出和系统升压是传统UPS必须带输出变压器的两个根本理由。当新的电路拓朴结构本身具备这两个功能时，输出变压器也就自然没有存在的必要了。

图14主要表示了与是否需要变压器这一论题有关的电路框图，输入部分是IGBT-PFC整流电路，后面部分是三相半桥逆变电路，中间是电池配置示意图。这里电池组用了两组400V电池组，串联后直接跨接在直流母线上。

当然也可用一组400V电池组，那么就需要在直流母线和电池组之间配置一个独立的可双向工作的DC/DC变换器，市电正常时，由800V降压给电池组充电，当市电停电时，反向升压给半桥逆变器提供800V工作电压。

下面主要叙述IGBT-PFC整流电路和三相半桥逆变电路的工作状态。

1、无输出变压器UPS是如何向负载提供三相四线制电压的

图14中，输出半桥逆变电路由三组IGBT桥臂组成，每组与公用电容(电池)电路组成单相半桥逆变器。三个半桥电路可独立输出功率，由他们形成的三个50Hz单相正弦波电压彼此相差120º，所以只要看一下一个半桥电路的工作过程，就可了解三相电路的工作状态。

如图15所示，假定桥臂的上面的IGBT用VT1和VD1表示，下面的IGBT用VT2和VD2表示，与电池并连的电容分别是C1和C2，续流电感为L。

图15所示为主逆变器逆变状态等效电路及工作过程。我们分析其工作过程时，先按输出电压正半周和负半周把它分解为两个降压型开关电路(Buck)。在输出电压的正半周时，降压开关电路由开关管VT1、续流二极管VD2和电感L组成。

VT1导通时电容C1上的正电压(400V)通过电感L向负载输出功率，电感L中的电流线性上升;当VT1由导通转为截止后，由于电感L的续流作用，感应电压使VD2导通，续流电流流经电容C2，其电流方向实际上是给电容C2充电。

在输出电压的负半周时，降压开关电路由开关管VT2、续流二极管VD1和电感L组成。VT2导通时，电容C2上的负电压(-400V)通过电感L形成输出电压的负半周，电感L中电流线性上升，VT2由导通转为截止后，由于电感的续流作用使二极管VD1导通，其电流方向实际上是给电容C1充电。

在电路中，输出电容C是容量不大的交流滤波电容器，设置它的主要目的是与电感L一起滤除逆变器高频(15KH左右)开关脉动电压和干扰成分，当开关管的控制波形按正弦规律变化(SPWM)时，输出电压肯定是平滑的正弦波。

由图15所示的工作过程和输出电压波形可知，三个半桥电路可分别输出三个稳定的正弦波电压，控制电路使三个稳定的正弦波电压相位差为120º，于是就形成了三相四线制输出，公共零线则是由直流母线的电容中点引出，而无需再配置输出隔离变压器。

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2、PFC技术可同时完成输入功率因数校正和升压功能

采用高频整流技术(IGBT-PFC)同时完成对输入功率因数校正和提升电压的功能，是无输出变压器UPS电路技术的另一重要的标志性的特点。PFC技术已经很成熟，根据不同的应用场合和不同的性能要求，其电路拓扑形式也不尽相同，但其基本原理是是相同的，具有功率校正功能的电路有降压式、升/降压式、反击式、升压式(Boost)四种形式，在UPS设备中，为了同时完成对输入功率因数校正和提升电压的功能，自然就采用了升压式(Boost)电路。

图16是单相升压式(Boost)电路原理。图中的C1为高频小容量电容器，用以消除开关管在高频开关时产生的传向电网的干扰。

C2是大容量直流电解电容器。与一般AC/DC整流变换所不同的是，在桥式整流与大容量直流电容之间加入了PFC电路环节，其目的是使输入电流跟随输入电压按正弦规律同相位变化。

PFC环节由电感L、开关管VT和二极管VD以及相应的控制电路组成，控制电路接收输入电压波形频率和相位、输入电流波形和数值、输出直流电压幅值3种反馈信号，并以PWM方式控制开关管的导通和截止，其工作过程如下：

功率开关管VT导通时，二极管VD因反向偏置而截止，输入电压通过开关管VT向电感L充磁，电感电流(即此时的输入电流)IL的变化规律直接取决于电感L值和此时的输入电压瞬时值，其增加值则同时与L值、此时刻输入电压的瞬时值及开关管导通时间有关。

开关管VT截止时，由于电感L的续流作用而感应一个电压叠加在输入电压上，使二极管VD正向导通，电感L将贮存的磁能转化为电能向电容C2充电并向负载输出，输入电流IL下降，IL下降速率与电感L值、此时刻输入电压瞬时值，以及负载(即直流电压U2的输出负载)大小有关，其减小值除取决于以上因素外，还与开关管VT的截止时间有关。

显然，当输入电压U1以正弦规律变化时，控制电路以PWM方式对开关管VT进行控制，当工作频率足够高(例如15~20kHz)时，输入电流必然是一个与输入电压同相且波形相同的正弦波。

对于三相输入的大功率传统双变换UPS，其输入电路是三相整流形成统一的直流母线(同时配备一组蓄电池)，输入功率因数校正和升压原理与单相相似，电路形式有由三个单相PFC组合式、单开关三相PFC、三开关三相PFC、六开关三相PFC等多种拓扑结构形式。图14中的输入电路就是六开关(IGBT)三相PFC原理电路。

六开关三相PFC是由六只开关功率器件组成的三相PWM整流电路，图17是其原理电路。每个桥路由上下两只开关管及与其反向并联的二极管组成，每相电流可通过该相桥臂上的这两只开关管控制。

如A相电压为正时，VT4导通使电感La上电流ia增大，电感La充电储能;VT4关断时，电感La感应电压叠加在输入电压UA上(升压)，使与VT1并联的二极管VD1导通，电流ia通过VD1流向负载，在电感能量释放过程中电流ia逐渐减小。同样A相电压为负时，可通过VT1和VT4反并联的二极管VD4对电流ia进行控制。

六开关三相PFC原理电路的输入电压是380V，峰值是537V，所以此电路的输出直流电压可升至800V(±400V)，此值正是UPS输出三相半桥电路所需要的直流母线电压。